Страница 301 из 436
Печатная плата для корпуса BGA (выводы в виде матрицы шариков) показана на рис 10.46.
Обратите внимание, что все связи с шариками должны быть сделаны при помощи межслойных переходов к другим слоям платы. Для таких блоков часто всего используется структура дорожки в виде "кости". Затененная зона показывает положение паяльной маски. Также, как в случае с блоком PQFP, локальные развязывающие конденсаторы должны быть расположены как можно ближе к блоку с короткими связями с выводами VDD и прямыми связями через межслойные переходы к слою заземляющей поверхности.
На рис. 10.47 показана приблизительная компоновка питания и заземления для DSP типа ADSP-21160 в корпусе BGA 27x27мм с 400 шариков. Шаг шариков составляет 1.27 мм. Примерно 84 шарика используются в центре структуры для соединения с землей. Соединения с напряжением питания ядра (40 шариков) и с напряжением внешней части (46 шариков) окружают шарики заземления. Оставшиеся внешние шарики используются для различных сигналов.
Расположенные в центре шарики заземления выполняют двойную функцию. Их первая функция обеспечивать низкоимпедансную связь со слоем заземляющей поверхности. Вторая функция — отводить от корпуса тепло на заземляющую поверхность, т. е. служить теплоотводом, т. к. устройство должно рассеивать при работе в среднем около 2.5 Вт. Добавление внешнего теплоотвода, как показано, понижает еще больше температурное сопротивление переход-среда.
Работа с высокоскоростной логикой
О согласовании нагрузки дорожек печатных плат с их характеристическим импедансом с целью избежать отражения, было написано много. Хорошее правило о том, когда это необходимо, звучит так: Нагружайте линию на её характеристический импеданс в случае, если задержка на прохождение сигнала по дорожке печатной платы больше либо равна половине времени нарастания/спада (того, что быстрее) этого сигнала. Консервативный метод заключается в использовании критерия 2 дюйма (длины дорожки) на наносекунду (времени нарастания/спада). Например, дорожка платы для высокоскоростной логики со временем нарастания/спада в 1 нс должна быть нагружена на ее характеристическое сопротивление, если длина дорожки равна или больше 2 дюймов (включая все изгибы). Рис. 10.48 показывает типичное время нарастания/спада для нескольких логических семейств, включая SHARC-DSP, работающие от питания 3.3 В.
Как и ожидалось, время нарастания/спада является функцией емкости нагрузки.
Это же самое правило 2 дюйма/нс должно быть использовано в аналоговых схемах при определении того, какими должны быть линии передачи. Например, если у усилителя на выходе максимальная частота fmax, тогда время нарастания tr вычисляется по формуле tr = 0.35/fmax. Максимальная длина дорожки платы вычисляется через умножение времени нарастания на 2 дюйма/нс. Например, максимальная частота на выходе 100 МГц соответствует времени нарастания 3.5 не, тогда при длине дорожки, по которой проходит этот сигнал, больше 7 дюймов, она должна рассматриваться как линия передачи.
Выражение 10.1 может быть использовано для определения характеристического импеданса дорожки платы, отделенной от поверхностей питания/заземления диэлектриком платы (микрополосковая линия передачи):
(Выражение 10.1)
где
εr — диэлектрическая постоянная материала печатной платы,
d — Толщина платы между металлическими слоями, в mils,
w — ширина металлической дорожки, mils,
t — толщина металлической дорожки, mils.
Время прохождения сигнала в одну сторону по одной металлической дорожке над поверхностью питания/заземления будет определяться из соотношения 10.2:
(Выражение 10.2)
Например, на стандартной 4-слойной плате может применяться медная дорожка 8 mil шириной, в 1 унцию/кв. фут (0.035 мм) толщиной, отделенная диэлектрическим материалом FR4 (εr = 4.7) 0.021 дюйма толщиной.
Характеристический импеданс дорожки и время прохождения сигнала в одну сторону по такой дорожке будет 88 Ом и 1.7 нс/фут (7 дюймов на наносекунду), соответственно.
Наилучший способ уберечь чувствительные аналоговые схемы от влияния быстрой логики является их физическое разделение и использование не более быстрых семейств логики, чем требуется в системе. В некоторых случаях может потребоваться использовать нескольких семейств логик в системе. Альтернатива этому — использование последовательно включенных резисторов или ферритовых бусинок для снижения скорости переходов там, где скорость не требуется. На рис. 10.49 показано два метода.
В первом последовательный резистор и входная емкость образуют НЧ фильтр. Обычная входная емкость КМОП-структуры составляет от 5 пФ до 10 пФ. Располагайте последовательные резисторы как можно ближе к выходу управляющего логического элемента схемы. Резистор уменьшает проходящий ток и может избавить от необходимости использования методов линии передач. Сопротивление резистора должна выбираться таким образом, чтобы скорость нарастания/спада на получающей логике было достаточным, чтобы отвечать требованиям системы, но не больше. Также убедитесь, что сопротивление резистора не настолько большое, что логические уровни на приемнике выходят за рамки спецификаций из-за падения напряжения вызванного током от источника к приемнику, который протекает через резистор. Второй метод подходит при больших расстояниях (больше 2 дюймов), когда добавочная индуктивность замедляет скорость нарастания импульса. Обратите внимание, что оба метода увеличивают задержку времени нарастания/спада сигнала. Это нужно учитывать в связи с общим временным бюджетом, где дополнительная задержка может быть неприемлема.
На рис. 10.50 показана ситуация, где несколько DSP должны быть связаны в одной точке, как может быть в случае, когда сигналы записи/чтения идут двунаправленно от нескольких DSP.
Небольшой демпфирующий резистор, показанный на рис. 10.50 А, может уменьшить "звон" переходного процесса, при условии, что длина разнесения меньше 2 дюймов. Этот метод также увеличивает время нарастания/спада и задержку на прохождение. Если должны быть соединены две группы процессоров, то одного резистора между парами процессоров достаточно, чтобы подавить переходный процесс (Рис. 10.50 В).
Единственный способ сохранить время нарастания/спада, равным 1 нс или меньше на расстоянии большем, чем 2 дюйма без "звона", — это использовать методы линии передач. Рис. 10.51 показывает два распространенных метода согласования нагрузки: конечная нагрузка и нагрузка источника. Метод конечной нагрузки (Рис. 10.51 А) нагружает кабель в точке нагрузки на сопротивление, равное характеристическому импедансу микрополосковой линии.
Хотя можно использовать и более высокое сопротивление, чаще используется 50 Ом, т. к. при такой величине уменьшается эффект рассогласования нагрузки из-за входной емкости логического входа (обычно 5-10 пФ). На рис. 10.51 А кабель нагружен на делитель, представляющий 50-омную нагрузку для переменного тока и обеспечивающий напряжение +1.4 В (середина между логическими порогами 0.8 В и 2 В). При этом требуется использовать два сопротивления (91 Ом и 120 Ом), что добавляет около 50 мВт к общей рассеиваемой мощности в схеме. На рис. 10.51 А также показаны значения сопротивлений резисторов нагрузки при напряжении питания +5 В (68 Ом и 180 Ом). Обратите внимания, что в линиях передачи 3.3-вольтовая логика намного предпочтительнее из-за симметричности перепадов напряжения, большей скорости и меньшей потребляемой мощности. Имеются драйверы линий с несимметричностью импульсов меньше чем 0.5 нc, обеспечивающие токи втекания/вытекания более 25 мА, и временем нарастания/спада около 1 нc. Шум переключения от 3.3 В логики обычно меньше, чем от 5 В логики, из-за уменьшения размаха сигнала и меньших протекающих токов.